降低開關電源電磁干擾水平的研究
隨著電力電子技術的快速發展,開關電源正日益得到廣泛應用。但是隨著開關電源的高頻化和大容量化,其在換流過程中產生了嚴重的電磁干擾,這些干擾嚴重污染了周圍電磁環境和電源系統,從而制約了功率轉換的應用。方獻分析結果表明,開關調制信號的特性影響降低電磁干擾水平的效果。相應地,不同的混沌信號也會對降低電磁干擾水平的效果產生影響。本文以一個能產生混沌、亞超混沌與超混沌信號的電路[3]為信號源,以Boost型DC/DC變換器為對象,研究不同混沌調制信號對降低開關電源電磁干擾水平效果的影響,為生成混沌開關調制信號的混沌信號源優化選擇提供參考依據。
超混沌電路及其混沌調制信號
“超混沌電路”由5個線性元件和一個非線性電容元件組成。其電路如圖1(a)所示。圖1(b)為非線性電容元件的庫伏特性。
對圖1(a)中電路,取非線性電容C1極板上的電荷q1、流過電感L1中的電流il1、線性電容C2兩端的電壓uC2以及流過電感L2的電流iL2作為狀態變量,并對其進行歸一化處理后有
當電路歸一化參數取b=0.5369、c=0.3725、d=0.0354、e=0.5890、f=0.8489,a作為分岔參數改變。當分岔參數a∈(0.05,0.15)時,電路先后輸出超混沌、亞超混沌及混沌信號。本文選取該參數范圍內3種性質的混沌信號作為信號源,按照文獻中生成混沌開關調制信號的原理,獲得混沌開關調制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據文獻,混沌開關調制信號有表1以標準PWM為參照的4種調制模式。即標準PWM脈的參數由混沌序列調制的“混沌脈沖寬度調制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調制”(CCFMVD)。各種調制模式的具體調制過程為:對CPWM模式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關延遲時間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌載頻調制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結果均以占空比等于0.5的標準PWM為比較對象。為保證結果的可靠性,模擬中使用的軟件已應用標準電路結果進行了校驗。
大量的計算機模擬表明,不論是使用混沌還是超混沌信號生成混沌開關調制信號,都可以降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調制模式有不同的頻譜擴展結果。在相同輸出電壓條件下,以標準PWM模式為參考,將4種混沌調制模式進行橫向比較可以得到:諧波峰值平均降低量以CCFMFD模式為最大,CCFMVD模式次之,CPWM模式效果最差。這與文獻使用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調制模式下對Buck型變換器進行計算機模擬所得結果一致。就同一種開關調制模式而言,不同性質混沌對CCFMFD模式的影響如表2所示。即在電路參數、輸出直流電壓、調制模式都相同的情況下,僅僅改變調制信號的性質得到的結果。
從表中給出的以標準周期PWM前19次諧波為參照的數據可以看出,分別在混沌、亞超混沌及超混沌信號調制下,各次諧波對應處的頻譜數值都得到了明顯的降低。在混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低14.87分貝(dB);在亞超混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低16.84分貝(dB);在超混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低17.86分貝(dB)。若以歐盟(89/336/EEC指令)電磁兼容性導則中限制設備輸入電流諧波分量最大值幅度這一原則,來討論不同性質混沌信號降低電磁干擾水平的效果,結論非常明顯,即以超混沌信號作為開關調制信號源,比混沌能更好地降低電磁干擾水平。
結論
本文對不同性質混沌序列調制的開關信號降低開關模式電源電磁干擾水平的效果進行了多方位的比較分析,結果表明:不管是何種性質的混沌調制信號,都能降低Boost型變換器的電磁干擾水平;不同性質的混沌序列,有不同的降低電磁干擾水平的效果。
作為信號源,按照文獻中生成混沌開關調制信號的原理,獲得混沌開關調制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據文獻,混沌開關調制信號有表1以標準PWM為參照的4種調制模式。即標準PWM脈的參數由混沌序列調制的“混沌脈沖寬度調制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調制”(CCFMVD)。各種調制模式的具體調制過程為:對CPWM模式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關延遲時間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌載頻調制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結果均以占空比等于0.5的標準PWM為比較對象。為保證結果的可靠性,模擬中使用的軟件已應用標準電路結果進行了校驗。
超混沌電路及其混沌調制信號
“超混沌電路”由5個線性元件和一個非線性電容元件組成。其電路如圖1(a)所示。圖1(b)為非線性電容元件的庫伏特性。
對圖1(a)中電路,取非線性電容C1極板上的電荷q1、流過電感L1中的電流il1、線性電容C2兩端的電壓uC2以及流過電感L2的電流iL2作為狀態變量,并對其進行歸一化處理后有
當電路歸一化參數取b=0.5369、c=0.3725、d=0.0354、e=0.5890、f=0.8489,a作為分岔參數改變。當分岔參數a∈(0.05,0.15)時,電路先后輸出超混沌、亞超混沌及混沌信號。本文選取該參數范圍內3種性質的混沌信號作為信號源,按照文獻中生成混沌開關調制信號的原理,獲得混沌開關調制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據文獻,混沌開關調制信號有表1以標準PWM為參照的4種調制模式。即標準PWM脈的參數由混沌序列調制的“混沌脈沖寬度調制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調制”(CCFMVD)。各種調制模式的具體調制過程為:對CPWM模式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關延遲時間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌載頻調制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結果均以占空比等于0.5的標準PWM為比較對象。為保證結果的可靠性,模擬中使用的軟件已應用標準電路結果進行了校驗。
大量的計算機模擬表明,不論是使用混沌還是超混沌信號生成混沌開關調制信號,都可以降低Boost型變換器輸入電流的諧波譜峰值,但不同的混沌調制模式有不同的頻譜擴展結果。在相同輸出電壓條件下,以標準PWM模式為參考,將4種混沌調制模式進行橫向比較可以得到:諧波峰值平均降低量以CCFMFD模式為最大,CCFMVD模式次之,CPWM模式效果最差。這與文獻使用“蔡氏電路”雙渦卷混沌序列調制模式下對Buck型變換器進行計算機模擬所得結果一致。就同一種開關調制模式而言,不同性質混沌對CCFMFD模式的影響如表2所示。即在電路參數、輸出直流電壓、調制模式都相同的情況下,僅僅改變調制信號的性質得到的結果。
從表中給出的以標準周期PWM前19次諧波為參照的數據可以看出,分別在混沌、亞超混沌及超混沌信號調制下,各次諧波對應處的頻譜數值都得到了明顯的降低。在混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低14.87分貝(dB);在亞超混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低16.84分貝(dB);在超混沌信號調制下,諧波對應處的頻譜數值平均降低17.86分貝(dB)。若以歐盟(89/336/EEC指令)電磁兼容性導則中限制設備輸入電流諧波分量最大值幅度這一原則,來討論不同性質混沌信號降低電磁干擾水平的效果,結論非常明顯,即以超混沌信號作為開關調制信號源,比混沌能更好地降低電磁干擾水平。
結論
本文對不同性質混沌序列調制的開關信號降低開關模式電源電磁干擾水平的效果進行了多方位的比較分析,結果表明:不管是何種性質的混沌調制信號,都能降低Boost型變換器的電磁干擾水平;不同性質的混沌序列,有不同的降低電磁干擾水平的效果。
作為信號源,按照文獻中生成混沌開關調制信號的原理,獲得混沌開關調制信號。
典型超混沌信號及相圖如圖2(a)、(b)所示,此時超混沌信號對應的李雅普諾夫指數為:λ1=0.042λ2=0.008,λ3=0.000,λ4=-0.067。用于計算機模擬中除圖中給出的超混沌信號外,對應的混沌和亞超混沌信號的李雅普諾夫指數分別為:λ1=0.029,λ2=0.000,λ3=-0.038,λ4=-0.097和λ1=0.033,λ2=0.000,λ3=0.000,λ4=-0.073。
根據文獻,混沌開關調制信號有表1以標準PWM為參照的4種調制模式。即標準PWM脈的參數由混沌序列調制的“混沌脈沖寬度調制”(CPWM)、“混沌脈沖位置調制”(CPPM)、“定占空比混沌載頻調制”(CCFMFD)以及“變占空比混沌載頻調制”(CCFMVD)。各種調制模式的具體調制過程為:對CPWM模式,開關導通時間由Ton=T/2+(x(n)-x)T/k決定,k=2;對CPPM模式,開關延遲時間位于[0,0.5T];對CCFMVD模式,與CPWM一樣,使開關導通時間Ton=T/2+(x(n)-x)T/k隨混沌序列變化,開關斷開時間為0.5T,由于導通時間變化,斷開時間固定,周期變化,占空比不定;對CCFMFD模式,每一個開關周期T(n)=T+(x(n)-x)T/k都是變化的,開關的占空比固定。兩種混沌載頻調制模式下k=2,占空比或平均占空比均為0.5。
混沌信號調制下Boost型變換器電磁干擾水平分析
Boost型變換器電路如圖3所示。用于計算機模擬的電路中,取電源電壓Vin=10V、電感L=1mH、電容C=12μF。按前述方式生成的各種混沌開關調制信號的平均頻率為10kHz,平均占空比取為0.5。為對比,文中所給出的結果均以占空比等于0.5的標準PWM為比較對象。為保證結果的可靠性,模擬中使用的軟件已應用標準電路結果進行了校驗。
| 【上一個】 開關電源在調頻廣播發射機中的應用 | 【下一個】 新型模塊式高頻高壓大功率開關電源的設計 |
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